尿酸流量計的抗幹擾措施及其效果分析
點擊（jī）次數：2032 發布時間：2020-08-13 09:43:07
尿酸（suān）流量計在外觀和組裝方式，還是在內部結構，都做了新的突破：棱角分明的外觀，快裝無焊接工藝，磁場分布更優（yōu）的合理化結構。同時還引進了噴鋅工藝，即使在苛刻的環境下，仍能長效地保護流量計的管體表麵，表麵防腐性能（néng）優越，測（cè）量管內無阻流部件（jiàn），無壓損，直管段要求低。對漿液測量有獨（dú）特的適應（yīng）性
1、尿（niào）酸流量計的測量原理
由法（fǎ）拉*電磁感應（yīng）定律可知，當導體在磁場中做切割磁力線運動時，在導體兩端就產生（shēng）感應電動勢。設在（zài）磁場強度為B的均勻磁場中放置一個垂直於磁場方向的直徑為D的管道，當（dāng）導（dǎo）電液體在管道中流動時，導電液體切割磁力線，就會在和磁（cí）場及流動方向垂直的方向產生感（gǎn）應電動勢。如果在管道截麵上垂直於磁場的直徑兩端安裝一對電*，兩電*之間就會產生感應電（diàn）動勢。如管（guǎn）道內流（liú）速v為軸對稱分布，不考慮感應電動勢的正負可（kě）得：
其中，B為磁感應強度，A為磁通量變（biàn）化麵積，D為導體長（zhǎng）度，dl為被測介質運動的距離，v為被測介質運動的速度（dù），U為感應電動勢。
所測液體的體（tǐ）積流量為：
式（1）說明，導體在磁場內作切割磁力線運動，導體兩端產生（shēng）的感應電動勢的大小與磁感應強度B成正比，與導體的長度D成正（zhèng）比，與導體運動的速度v成正比。由式（2）可知液體的體積流（liú）量與（yǔ）感應電（diàn）動勢成正比，這就是（shì）尿酸流量計的設計原（yuán）理。
2、尿酸流量計中的幹擾源分析
傳感器提供給轉（zhuǎn）換器的流量信號是電*間的電位差，即一種電壓信號。在實（shí）際測量中，由於電磁感應、靜電（diàn）感應以及電化學（xué）電勢等原因（yīn），電*上所得到的電壓不僅（jǐn）僅是與流速（sù）成比例的電動勢，也包含各種各樣（yàng）的幹擾成（chéng）分在內。
*先尿酸流量（liàng）計工作現場存（cún）在大量的工頻信號，耦合在激磁回（huí）路、電*、前端放大器（qì）的工頻幹擾噪聲對流量測量的準（zhǔn）確性造成*大的影響。其次，在低頻矩形波激磁方式下，其幹擾主要表現為由激磁電（diàn）流突（tū）變（biàn）產生的（de）微分幹擾信（xìn）號，隨著電流的穩定，幹擾信號隨之消失；另外，由於電磁流量傳感器的“變壓器效應”，會產生（shēng）相位（wèi）上與流量信號相差90°的正交（jiāo）幹擾信號；此外，由（yóu）於電（diàn）磁屏蔽缺陷，接地不良，雜散電容等引（yǐn）起返回電流不平衡產生（shēng）共模幹擾，它可能導致（zhì）電路某些參（cān）考電位（wèi）變化，是造成尿酸流量計零點漂移的原（yuán）因之一，同時產生高的（de）輻射電（diàn）場使電（diàn）路的電磁兼容性惡化；串模（mó）幹（gàn）擾是由於印刷電路板設計（jì）電磁兼容性考慮不足造成的信號質量下降，特別（bié）是高速走（zǒu）線和模擬（nǐ）電路易受到影響；還有就是電化學*化電動勢幹擾，它是被測液體中電解（jiě）質在感應電場作用下在電*表麵*化產生（shēng），是尿（niào）酸流量計零點漂移的主要原因。
3、尿酸流量計（jì）的抗幹擾措施及其效果分析
3.1高精度的激磁電路的設計
該係統采用6.25Hz的雙*性（xìng）低頻矩形波激磁，這種激磁方式不僅可以克服直流激磁（cí）產生的電**化效應（yīng），也可以克服工頻正弦波激磁產生的正交幹（gàn）擾影響。
以往（wǎng）的激磁電路的（de）設計都是采用恒流源和可控開（kāi）關電路組成。恒流源（yuán）是由電壓（yā）基準、比較（jiào）放大、控製（zhì）調整和采樣等部分組成的直流負反饋自動調節係（xì）統（tǒng），常用的激磁電（diàn）路就是用串聯調整型恒流電源盒（hé）控製開關組成的（de），如圖1。其中Vref是參考電壓，Rs是采樣電阻，Is為流過Rs的電流，就是所需的恒流，RL為電磁流量傳感（gǎn）器線圈，K1、K2、K3、K4為可控開關，以達到使線圈RL中流經（jīng）正負交換的電流，對傳感器激（jī）磁。
由理想運算放大器“虛短”原理可（kě）知：
由此可知，要想獲得（dé）一個穩（wěn）定的輸出電流（liú）Is，*先，必須要提供一（yī）個高精度的基準電（diàn）壓和高精度采樣（yàng）電阻。由於運放在調整（zhěng）控製過程中的作用，運放的增益直接影響輸出電流的精度，高增益和低漂移的運放（fàng）是必要的選擇。由於采（cǎi）樣（yàng）電阻與負載串連，流（liú）過的電流通常比較大，因此局（jú）部溫度也會隨之上升，導致元（yuán）器件溫（wēn）度上升，恒流源（yuán）的溫（wēn）度穩定性變壞，采樣電（diàn）阻Rs隨溫度或（huò）其他環境參數的變化而改變，勢必影響Is的精度。其次，恒流電源的輸出電流全部流過調整管，因此調整管上的功耗也很（hěn）大，必須選擇大功率的晶體管（guǎn），然而大功率晶體（tǐ）管需要較大的基*驅動電流，以滿足對（duì）運放（fàng）有（yǒu）較高驅（qū）動能力的要求。再次，雙*型三*管的漏電流和電流放大係數對溫度比較（jiào）敏感，溫度穩定性較差。還有，電（diàn）壓電流變換（huàn）器使用的負反饋閉環控製，電流穩定度與放大器放大倍數有直接關係（xì），在大功率電源裏基本上是倒數關係。運放（fàng）的溫度漂移和（hé）失調對電路的精度和溫度穩定性有很大的影響。
為此，設計了一（yī）個新型（xíng）的激磁電路，並將激勵電流反饋（kuì）到A/D轉換（huàn）器，以消除激勵電流不穩定對A/D轉換結果的影響，如圖2。
其中+24V是由（yóu）220V的（de）交流電通過變壓、整流、濾波之後，輸入可調集成穩壓器LM317，通過高精度的滑（huá）動變阻器調節而得到的恒壓源（yuán）。LM317保（bǎo）證1.5A輸出電流，典型（xíng）線性（xìng）調整率0.01%，典型負載調整率0.1%，80dB紋波抑製比，輸出短路保（bǎo）護，過流、過熱保護，調整管安全工作區保護。係統的微（wēi）控製器采（cǎi）用ARM7芯片STR710，通過它的I/O端口控製（zhì）圖2中的P2.8和（hé）P2.9，ARM7芯片（piàn）STR710進行（háng）控製（zhì），使端口P2輸出正負24V交變的（de）矩形（xíng）波，從而對傳感器激（jī）磁。另外，Vref（+）接該係統A/D轉換（huàn）器的參考輸入端VREF（+）。
整個電路的工作（zuò）過程為：當（dāng）P2.9為高電（diàn）平時，Q1、Q2、Q3、Q4導通，此時Q5的基*電流為零，Q5截止，此時P2的端口（kǒu）2輸出+24V的電壓。此時P2.8為低電平，Q6、Q7、Q8、Q9，此時有電（diàn）流流經（jīng）Q10基*，並使其基*和發射（shè）級導通（tōng），Q10的功能相當於（yú）一個二*管的（de）作用，此時P1端（duān）口沒有電壓輸出。那麽（me），A/D轉換器的參考輸入端Vref（+）為（wéi）：
其（qí）中，Vp2是P2端口輸出（chū）電壓幅值的絕對值，此處應該是+24V。整個電路是對稱（chēng）的，且R15=R20，當P2.9為低電平，P2.8為高電平時，P2的端口2無電壓輸出，端口1輸出+24V的電壓，Vref（+）值不變，如此周而（ér）複始（shǐ）輸出頻率為6.25Hz的的（de）雙*性矩形波。用（yòng）Multisim仿真結果如圖3所示。
此外，把Vref（+）作為A/D轉換器的參考輸入，可以大大提高係統的溫度穩定性（xìng）。A/D轉換的結果可表示為：
其（qí）中，Vin為經放大、濾波處理過的電壓信（xìn）號（hào），也是A/D轉換器的輸入信（xìn）號，Vout為傳感器輸出的原始流量（liàng）信號，K0為信號放大倍數。
由公式（1）可（kě）知：
通電螺線管線圈產生（shēng）的磁場為：
其中，μ0為真空（kōng）磁導率，N為傳感器線圈匝數，I為流過（guò）線圈的電流，l為（wéi）線圈的長度。
由圖2可知：
把式（7）、（8）、（9）帶入式（6）可（kě）得：
由式（shì）（11）、（12）可知在保證R21精度的前（qián）提下，A/D轉換的結果隻與液體的流速有關（guān），不受電磁流量（liàng）傳感器線圈電阻變化的影響。該電路通過MCU控製三（sān）*管的通斷（duàn）得到激磁信號，三*管的為電流控製元件，該電路實現了小電（diàn）流控製大電壓，三*管的功耗低，電路的響應速度快，溫（wēn）度穩定性好，抗幹擾能力強，對尿酸流量計整體精度的提高起到（dào）了決定性的作用。
3.2微分幹擾和工頻幹擾的消除
信號中往往同（tóng）時存在微分（fèn）幹（gàn）擾（rǎo）和工頻幹擾信號，在信號處理電路中的低通濾波往往很難（nán）將工頻（pín）幹擾完全濾出。本係統采用了同步采樣和工頻補償技（jì）術，以抑製流量信（xìn）號電（diàn）勢中（zhōng）混入工頻幹擾和工頻電源頻率波（bō）動產生工頻幹擾，並（bìng）有效去除微分幹擾。同步采樣技術，采樣開始時間滯後激磁信號（hào）1/4個周期，其采（cǎi）樣脈寬為工頻周期的偶數倍，消除微分（fèn）幹擾的同時使（shǐ）流量信號電勢中工（gōng）頻幹擾（rǎo）平均值等於零，以消除工頻幹擾的影響；工頻電源的頻率波動補償是保證頻率的動態波動中，激磁電源和（hé）采樣脈衝（chōng）得（dé）以（yǐ）同步調（diào）整（zhěng），真（zhēn）正（zhèng）實現同步采樣技術和同步激磁技術，同步A/D轉換，降低了微分幹擾和工頻（pín）幹擾（rǎo）的影響。
3.3零點漂移消除
所謂零點漂移，就是當傳感器（qì）的輸入信號為零時（shí），放大器的輸出（chū）並不是零。零點漂移的信號會在各級（jí）放大的電路間傳遞，經過多級放（fàng）大後，在輸出端成（chéng）為較大的信號，由於傳感器輸出的有用（yòng）信（xìn）號較弱，零點漂（piāo）移就可能將有用信號淹沒，使電路無法（fǎ）正常工作。零點漂移可分為基線零點漂移和斜率零點（diǎn）漂移。對於零點漂移的抑製，該係統采用軟硬件相結合的措（cuò）施。硬（yìng）件電路方麵，采用三運放的差動電路輸入，實現對大內阻的微弱信號采集，並有效抑製了共模信號的引（yǐn）入。一（yī）級（jí）放大電路之後采用隔直電容，濾除基線零點漂移，防止（zhǐ）直流信號過大，超（chāo）出（chū）A/D轉換的輸入範圍。
有時硬件的方法是不可能完全滿足係（xì）統的（de）要（yào）求的，必須結合軟件的方法才能（néng）更好地達（dá）到係統的（de）要求，也就是現在所說的軟（ruǎn）件即是虛（xū）擬（nǐ）硬件。結合硬件采用軟（ruǎn）件的（de）方法簡單易行，可以很好消除采集數據中的零點漂（piāo）移，並且其成本比用硬件的方法低，改進軟件的算法可以方便實現對係統的改進。對於該係統的零點漂移，采用“計算斜率（lǜ）法”和“正負差值法”相結合（hé）的方法可以很有效地消除基線零（líng）點（diǎn）漂移和斜率零點漂移對尿酸流量計精度的影響。
圖4為經過信號處（chù）理和同步采樣後的信號，同時存在基線零點漂移和斜率（lǜ）零點漂移。斜率（lǜ）零點漂移則多見於積分係統，隨著時間的推移，積分器的零點可（kě）能會出現**間累加漂移。此外，外界的環境溫度的變化也是斜率零（líng）點漂移產生的重要原因。
鑒於斜率零點漂移（yí）產生的機理，可以在標定的時候確定零點漂移的斜率K。也就是在管道液體靜止不動流量為（wéi）零的時候對輸出信號進行（háng）采樣，設從（cóng）時（shí）間t1進行采樣，采樣曆時Δt，經過一段（duàn）時間後又從t2開始采樣，曆時Δt後（hòu）采樣結束。分別得到兩組離散的信號x1到xn和x1到xn，分別除去*大值、*小值後對（duì）剩下（n-2）個值進行平均，得：
那麽斜率零點漂移的斜率（lǜ）為（wéi）：
對於基線（xiàn）零點漂移，“正負（fù）差值法”是比較有效便捷的選擇，它不（bú）需要直接消除信號中的基線零點漂移，而是通過算法上去掉（diào）基線零點漂（piāo）移對測量結果的影響。該係統中，激磁信號的頻率為6.25Hz，由於所測量的液體流速不（bú）會有明顯的突變，所以在信號的一個周期0.16s內，可以采用一個波峰減去波穀的均值來表（biǎo）示此時的流量信（xìn）號，也即如圖3中|y4-y1|其中y4是（shì）從nT+T/4到nT+T/2采樣結果的算術平均值，y1是從到（n+1）T進行采樣結果的算術平均值。但（dàn）是由於斜率零點漂移的存在，會出現如圖3中|y3-y2|的誤（wù）差，所以需要（yào）利用（yòng）式（15）的結果對該誤差（chà）進行修正，修正後（hòu）的結果也就是此時管道中液體感應出的電動勢（shì）為：
對於式（16）結果，去除了工頻幹擾、微分幹擾、零點漂移的影響，大大提高了尿酸流量（liàng）計的測量精度。
3.4其他去除（chú）幹擾的措施
對於由電磁流量傳感器的“變壓器效應”所產生的正（zhèng）交幹擾，采用（yòng）“變送器調零（líng）法”來（lái）消除，這個方法（fǎ）既方便又實用。
軟件設計方麵，采用了數字濾波技術，它能完（wán）成模擬濾波不能完成的（de）功能，很容易剔出脈衝幹擾，消除數字電（diàn）路（lù）毛刺，提高A/D轉（zhuǎn）換的抗（kàng）工頻幹擾能力以及輸入微處理器數字的可靠性（xìng）。此外，還采用了掉電保護技術，軟件指令（lìng）冗餘（yú）措施，軟件陷阱抗（kàng）幹擾（rǎo）方（fāng）法以及看門狗技術，這些（xiē）措施的采用有效地排除了智能尿酸流量計微（wēi）處理器失控。
在PCB電路板製作上，采用數字地（dì）與模擬地分開走線並加粗，*後用0歐電阻單（dān）點相（xiàng）連（lián）。數字電源與模擬電源也分開供電，合理加裝了去藕電容（róng），並協調好不同（tóng）類型IC的點評匹配（pèi）。數字信號和模擬信號分開走線，有（yǒu）效防止了（le）並行走線產生寄生電容和共生（shēng）電容。選擇高（gāo）性（xìng）能的抗幹擾芯片，這（zhè）是抗幹擾技術重要環節。
在尿酸流量計的安裝方（fāng）麵，使（shǐ）傳（chuán）感器的外殼應接地，並且將流量調節（jiē）閥門放在流量計的下遊，垂直安裝（若水平安裝的流量（liàng）計應保證上遊10倍直徑，下遊5倍（bèi）直（zhí）徑的直管段），這樣達到整流的目的，從而減小了流速分布不（bú）均對測（cè）量精度的影響。減短信號傳送電纜，否（fǒu）則（zé）由電纜分布電（diàn）容引起的負載效應就會增大測量誤差，也增加了信號受到幹擾的（de）可能。
4、結束語
智能尿酸流量計多（duō）種抗幹擾技（jì）術（shù）的采用，大大抑製（zhì）和消除了幹擾信號對有用信號的影響，增強了尿酸流（liú）量計的抗幹擾能（néng）力，經（jīng）尿酸流量計（jì）製作樣機反複實驗（yàn）證（zhèng）明，測量精度可達（dá）到0.5%，提高了以往測量的精度和可靠性（xìng）。
采用16位（wèi）嵌入式（shì）微處理器，運算速度快（kuài），精度高，可編程頻（pín）率低頻矩（jǔ）形波礪磁，提（tí）高了流量測量的穩定（dìng）性，功耗低，采用SMD器件和表麵貼裝（SMT）技術，電路可（kě）靠（kào）性高（gāo），在現場可根據用戶實際需要在線修改量程，更好地與采集終端（duān）匹配，測量結果與流體（tǐ）壓力，溫度、密度、粘度等物（wù）理（lǐ）參（cān）數無關，高清晰度背光LCD顯示，全（quán）中文（wén）菜單（dān）操（cāo）作，使用方便，操作簡單，易（yì）學易懂。
以往（wǎng）的尿（niào）酸流量計的設（shè）計很多還有待改進，例如：激磁電路基本采用模擬式恒流源，功耗大的（de）同時也引入了（le）幹擾，並且精確度不（bú）高；轉換器大多使用8位（wèi）或16位的單片機，較為複雜的（de）算法就難以實（shí）現或響應時間過慢；抗幹擾主要集中在硬件電路的設計等。本係統采用32位ARM處理（lǐ）器，提高數據處理能力和算法複（fù）雜度；並設計了低功耗的激磁（cí）電路，同時利用反饋原理消除激勵電流不穩定對A/D轉換結果的影響並在軟件算法和硬件電路方麵提出了有效的消除零點漂移以及其他幹擾的措施，使尿酸流量計測（cè）量精度更為提（tí）高。1、尿（niào）酸流量計的測量原理
由法（fǎ）拉*電磁感應（yīng）定律可知，當導體在磁場中做切割磁力線運動時，在導體兩端就產生（shēng）感應電動勢。設在（zài）磁場強度為B的均勻磁場中放置一個垂直於磁場方向的直徑為D的管道，當（dāng）導（dǎo）電液體在管道中流動時，導電液體切割磁力線，就會在和磁（cí）場及流動方向垂直的方向產生感（gǎn）應電動勢。如果在管道截麵上垂直於磁場的直徑兩端安裝一對電*，兩電*之間就會產生感應電（diàn）動勢。如管（guǎn）道內流（liú）速v為軸對稱分布，不考慮感應電動勢的正負可（kě）得：
其中，B為磁感應強度，A為磁通量變（biàn）化麵積，D為導體長（zhǎng）度，dl為被測介質運動的距離，v為被測介質運動的速度（dù），U為感應電動勢。
所測液體的體（tǐ）積流量為：
式（1）說明，導體在磁場內作切割磁力線運動，導體兩端產生（shēng）的感應電動勢的大小與磁感應強度B成正比，與導體的長度D成正（zhèng）比，與導體運動的速度v成正比。由式（2）可知液體的體積流（liú）量與（yǔ）感應電（diàn）動勢成正比，這就是（shì）尿酸流量計的設計原（yuán）理。
2、尿酸流量計中的幹擾源分析
傳感器提供給轉（zhuǎn）換器的流量信號是電*間的電位差，即一種電壓信號。在實（shí）際測量中，由於電磁感應、靜電（diàn）感應以及電化學（xué）電勢等原因（yīn），電*上所得到的電壓不僅（jǐn）僅是與流速（sù）成比例的電動勢，也包含各種各樣（yàng）的幹擾成（chéng）分在內。
*先尿酸流量（liàng）計工作現場存（cún）在大量的工頻信號，耦合在激磁回（huí）路、電*、前端放大器（qì）的工頻幹擾噪聲對流量測量的準（zhǔn）確性造成*大的影響。其次，在低頻矩形波激磁方式下，其幹擾主要表現為由激磁電（diàn）流突（tū）變（biàn）產生的（de）微分幹擾信（xìn）號，隨著電流的穩定，幹擾信號隨之消失；另外，由於電磁流量傳感器的“變壓器效應”，會產生（shēng）相位（wèi）上與流量信號相差90°的正交（jiāo）幹擾信號；此外，由（yóu）於電（diàn）磁屏蔽缺陷，接地不良，雜散電容等引（yǐn）起返回電流不平衡產生（shēng）共模幹擾，它可能導致（zhì）電路某些參（cān）考電位（wèi）變化，是造成尿酸流量計零點漂移的原（yuán）因之一，同時產生高的（de）輻射電（diàn）場使電（diàn）路的電磁兼容性惡化；串模（mó）幹（gàn）擾是由於印刷電路板設計（jì）電磁兼容性考慮不足造成的信號質量下降，特別（bié）是高速走（zǒu）線和模擬（nǐ）電路易受到影響；還有就是電化學*化電動勢幹擾，它是被測液體中電解（jiě）質在感應電場作用下在電*表麵*化產生（shēng），是尿（niào）酸流量計零點漂移的主要原因。
3、尿酸流量計（jì）的抗幹擾措施及其效果分析
3.1高精度的激磁電路的設計
該係統采用6.25Hz的雙*性（xìng）低頻矩形波激磁，這種激磁方式不僅可以克服直流激磁（cí）產生的電**化效應（yīng），也可以克服工頻正弦波激磁產生的正交幹（gàn）擾影響。
以往（wǎng）的激磁電路的（de）設計都是采用恒流源和可控開（kāi）關電路組成。恒流源（yuán）是由電壓（yā）基準、比較（jiào）放大、控製（zhì）調整和采樣等部分組成的直流負反饋自動調節係（xì）統（tǒng），常用的激磁電（diàn）路就是用串聯調整型恒流電源盒（hé）控製開關組成的（de），如圖1。其中Vref是參考電壓，Rs是采樣電阻，Is為流過Rs的電流，就是所需的恒流，RL為電磁流量傳感（gǎn）器線圈，K1、K2、K3、K4為可控開關，以達到使線圈RL中流經（jīng）正負交換的電流，對傳感器激（jī）磁。
由理想運算放大器“虛短”原理可（kě）知：
由此可知，要想獲得（dé）一個穩（wěn）定的輸出電流（liú）Is，*先，必須要提供一（yī）個高精度的基準電（diàn）壓和高精度采樣（yàng）電阻。由於運放在調整（zhěng）控製過程中的作用，運放的增益直接影響輸出電流的精度，高增益和低漂移的運放（fàng）是必要的選擇。由於采（cǎi）樣（yàng）電阻與負載串連，流（liú）過的電流通常比較大，因此局（jú）部溫度也會隨之上升，導致元（yuán）器件溫（wēn）度上升，恒流源（yuán）的溫（wēn）度穩定性變壞，采樣電（diàn）阻Rs隨溫度或（huò）其他環境參數的變化而改變，勢必影響Is的精度。其次，恒流電源的輸出電流全部流過調整管，因此調整管上的功耗也很（hěn）大，必須選擇大功率的晶體管（guǎn），然而大功率晶體（tǐ）管需要較大的基*驅動電流，以滿足對（duì）運放（fàng）有（yǒu）較高驅（qū）動能力的要求。再次，雙*型三*管的漏電流和電流放大係數對溫度比較（jiào）敏感，溫度穩定性較差。還有，電（diàn）壓電流變換（huàn）器使用的負反饋閉環控製，電流穩定度與放大器放大倍數有直接關係（xì），在大功率電源裏基本上是倒數關係。運放（fàng）的溫度漂移和（hé）失調對電路的精度和溫度穩定性有很大的影響。
為此，設計了一（yī）個新型（xíng）的激磁電路，並將激勵電流反饋（kuì）到A/D轉換（huàn）器，以消除激勵電流不穩定對A/D轉換結果的影響，如圖2。
其中+24V是由（yóu）220V的（de）交流電通過變壓、整流、濾波之後，輸入可調集成穩壓器LM317，通過高精度的滑（huá）動變阻器調節而得到的恒壓源（yuán）。LM317保（bǎo）證1.5A輸出電流，典型（xíng）線性（xìng）調整率0.01%，典型負載調整率0.1%，80dB紋波抑製比，輸出短路保（bǎo）護，過流、過熱保護，調整管安全工作區保護。係統的微（wēi）控製器采（cǎi）用ARM7芯片STR710，通過它的I/O端口控製（zhì）圖2中的P2.8和（hé）P2.9，ARM7芯片（piàn）STR710進行（háng）控製（zhì），使端口P2輸出正負24V交變的（de）矩形（xíng）波，從而對傳感器激（jī）磁。另外，Vref（+）接該係統A/D轉換（huàn）器的參考輸入端VREF（+）。
整個電路的工作（zuò）過程為：當（dāng）P2.9為高電（diàn）平時，Q1、Q2、Q3、Q4導通，此時Q5的基*電流為零，Q5截止，此時P2的端口（kǒu）2輸出+24V的電壓。此時P2.8為低電平，Q6、Q7、Q8、Q9，此時有電（diàn）流流經（jīng）Q10基*，並使其基*和發射（shè）級導通（tōng），Q10的功能相當於（yú）一個二*管的（de）作用，此時P1端（duān）口沒有電壓輸出。那麽（me），A/D轉換器的參考輸入端Vref（+）為（wéi）：
其（qí）中，Vp2是P2端口輸出（chū）電壓幅值的絕對值，此處應該是+24V。整個電路是對稱（chēng）的，且R15=R20，當P2.9為低電平，P2.8為高電平時，P2的端口2無電壓輸出，端口1輸出+24V的電壓，Vref（+）值不變，如此周而（ér）複始（shǐ）輸出頻率為6.25Hz的的（de）雙*性矩形波。用（yòng）Multisim仿真結果如圖3所示。
此外，把Vref（+）作為A/D轉換器的參考輸入，可以大大提高係統的溫度穩定性（xìng）。A/D轉換的結果可表示為：
其（qí）中，Vin為經放大、濾波處理過的電壓信（xìn）號（hào），也是A/D轉換器的輸入信（xìn）號，Vout為傳感器輸出的原始流量（liàng）信號，K0為信號放大倍數。
由公式（1）可（kě）知：
通電螺線管線圈產生（shēng）的磁場為：
其中，μ0為真空（kōng）磁導率，N為傳感器線圈匝數，I為流過（guò）線圈的電流，l為（wéi）線圈的長度。
由圖2可知：
把式（7）、（8）、（9）帶入式（6）可（kě）得：
由式（shì）（11）、（12）可知在保證R21精度的前（qián）提下，A/D轉換的結果隻與液體的流速有關（guān），不受電磁流量（liàng）傳感器線圈電阻變化的影響。該電路通過MCU控製三（sān）*管的通斷（duàn）得到激磁信號，三*管的為電流控製元件，該電路實現了小電（diàn）流控製大電壓，三*管的功耗低，電路的響應速度快，溫（wēn）度穩定性好，抗幹擾能力強，對尿酸流量計整體精度的提高起到（dào）了決定性的作用。
3.2微分幹擾和工頻幹擾的消除
信號中往往同（tóng）時存在微分（fèn）幹（gàn）擾（rǎo）和工頻幹擾信號，在信號處理電路中的低通濾波往往很難（nán）將工頻（pín）幹擾完全濾出。本係統采用了同步采樣和工頻補償技（jì）術，以抑製流量信（xìn）號電（diàn）勢中（zhōng）混入工頻幹擾和工頻電源頻率波（bō）動產生工頻幹擾，並（bìng）有效去除微分幹擾。同步采樣技術，采樣開始時間滯後激磁信號（hào）1/4個周期，其采（cǎi）樣脈寬為工頻周期的偶數倍，消除微分（fèn）幹擾的同時使（shǐ）流量信號電勢中工（gōng）頻幹擾（rǎo）平均值等於零，以消除工頻幹擾的影響；工頻電源的頻率波動補償是保證頻率的動態波動中，激磁電源和（hé）采樣脈衝（chōng）得（dé）以（yǐ）同步調（diào）整（zhěng），真（zhēn）正（zhèng）實現同步采樣技術和同步激磁技術，同步A/D轉換，降低了微分幹擾和工頻（pín）幹擾（rǎo）的影響。
3.3零點漂移消除
所謂零點漂移，就是當傳感器（qì）的輸入信號為零時（shí），放大器的輸出（chū）並不是零。零點漂移的信號會在各級（jí）放大的電路間傳遞，經過多級放（fàng）大後，在輸出端成（chéng）為較大的信號，由於傳感器輸出的有用（yòng）信（xìn）號較弱，零點漂（piāo）移就可能將有用信號淹沒，使電路無法（fǎ）正常工作。零點漂移可分為基線零點漂移和斜率零點（diǎn）漂移。對於零點漂移的抑製，該係統采用軟硬件相結合的措（cuò）施。硬（yìng）件電路方麵，采用三運放的差動電路輸入，實現對大內阻的微弱信號采集，並有效抑製了共模信號的引（yǐn）入。一（yī）級（jí）放大電路之後采用隔直電容，濾除基線零點漂移，防止（zhǐ）直流信號過大，超（chāo）出（chū）A/D轉換的輸入範圍。
有時硬件的方法是不可能完全滿足係（xì）統的（de）要（yào）求的，必須結合軟件的方法才能（néng）更好地達（dá）到係統的（de）要求，也就是現在所說的軟（ruǎn）件即是虛（xū）擬（nǐ）硬件。結合硬件采用軟（ruǎn）件的（de）方法簡單易行，可以很好消除采集數據中的零點漂（piāo）移，並且其成本比用硬件的方法低，改進軟件的算法可以方便實現對係統的改進。對於該係統的零點漂移，采用“計算斜率（lǜ）法”和“正負差值法”相結合（hé）的方法可以很有效地消除基線零（líng）點（diǎn）漂移和斜率零點漂移對尿酸流量計精度的影響。
圖4為經過信號處（chù）理和同步采樣後的信號，同時存在基線零點漂移和斜率（lǜ）零點漂移。斜率（lǜ）零點漂移則多見於積分係統，隨著時間的推移，積分器的零點可（kě）能會出現**間累加漂移。此外，外界的環境溫度的變化也是斜率零（líng）點漂移產生的重要原因。
鑒於斜率零點漂移（yí）產生的機理，可以在標定的時候確定零點漂移的斜率K。也就是在管道液體靜止不動流量為（wéi）零的時候對輸出信號進行（háng）采樣，設從（cóng）時（shí）間t1進行采樣，采樣曆時Δt，經過一段（duàn）時間後又從t2開始采樣，曆時Δt後（hòu）采樣結束。分別得到兩組離散的信號x1到xn和x1到xn，分別除去*大值、*小值後對（duì）剩下（n-2）個值進行平均，得：
那麽斜率零點漂移的斜率（lǜ）為（wéi）：
對於基線（xiàn）零點漂移，“正負（fù）差值法”是比較有效便捷的選擇，它不（bú）需要直接消除信號中的基線零點漂移，而是通過算法上去掉（diào）基線零點漂（piāo）移對測量結果的影響。該係統中，激磁信號的頻率為6.25Hz，由於所測量的液體流速不（bú）會有明顯的突變，所以在信號的一個周期0.16s內，可以采用一個波峰減去波穀的均值來表（biǎo）示此時的流量信（xìn）號，也即如圖3中|y4-y1|其中y4是（shì）從nT+T/4到nT+T/2采樣結果的算術平均值，y1是從到（n+1）T進行采樣結果的算術平均值。但（dàn）是由於斜率零點漂移的存在，會出現如圖3中|y3-y2|的誤（wù）差，所以需要（yào）利用（yòng）式（15）的結果對該誤差（chà）進行修正，修正後（hòu）的結果也就是此時管道中液體感應出的電動勢（shì）為：
對於式（16）結果，去除了工頻幹擾、微分幹擾、零點漂移的影響，大大提高了尿酸流量（liàng）計的測量精度。
3.4其他去除（chú）幹擾的措施
對於由電磁流量傳感器的“變壓器效應”所產生的正（zhèng）交幹擾，采用（yòng）“變送器調零（líng）法”來（lái）消除，這個方法（fǎ）既方便又實用。
軟件設計方麵，采用了數字濾波技術，它能完（wán）成模擬濾波不能完成的（de）功能，很容易剔出脈衝幹擾，消除數字電（diàn）路（lù）毛刺，提高A/D轉（zhuǎn）換的抗（kàng）工頻幹擾能力以及輸入微處理器數字的可靠性（xìng）。此外，還采用了掉電保護技術，軟件指令（lìng）冗餘（yú）措施，軟件陷阱抗（kàng）幹擾（rǎo）方（fāng）法以及看門狗技術，這些（xiē）措施的采用有效地排除了智能尿酸流量計微（wēi）處理器失控。
在PCB電路板製作上，采用數字地（dì）與模擬地分開走線並加粗，*後用0歐電阻單（dān）點相（xiàng）連（lián）。數字電源與模擬電源也分開供電，合理加裝了去藕電容（róng），並協調好不同（tóng）類型IC的點評匹配（pèi）。數字信號和模擬信號分開走線，有（yǒu）效防止了（le）並行走線產生寄生電容和共生（shēng）電容。選擇高（gāo）性（xìng）能的抗幹擾芯片，這（zhè）是抗幹擾技術重要環節。
在尿酸流量計的安裝方（fāng）麵，使（shǐ）傳（chuán）感器的外殼應接地，並且將流量調節（jiē）閥門放在流量計的下遊，垂直安裝（若水平安裝的流量（liàng）計應保證上遊10倍直徑，下遊5倍（bèi）直（zhí）徑的直管段），這樣達到整流的目的，從而減小了流速分布不（bú）均對測（cè）量精度的影響。減短信號傳送電纜，否（fǒu）則（zé）由電纜分布電（diàn）容引起的負載效應就會增大測量誤差，也增加了信號受到幹擾的（de）可能。
4、結束語
智能尿酸流量計多（duō）種抗幹擾技（jì）術（shù）的采用，大大抑製（zhì）和消除了幹擾信號對有用信號的影響，增強了尿酸流（liú）量計的抗幹擾能（néng）力，經（jīng）尿酸流量計（jì）製作樣機反複實驗（yàn）證（zhèng）明，測量精度可達（dá）到0.5%，提高了以往測量的精度和可靠性（xìng）。
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